Full Text

Введение. Силовые полупроводниковые преобразователи широко используются в возобновляемых источниках энергии [1-4]. В ближайшем будущем электрическая энергия будет вырабатываться и потребляться посредством силовой электроники. Это усиливает роль силовой электронной технологии в процессах преобразования энергии и способствует переходу от централизованного производства и распределения электрической энергии к распределенной генерации. Возобновляемые источники энергии (ВИЭ) становятся более предпочтительными всистемах распределенной генерации для уменьшения выбросов газа и глобального потепления. В последние десятилетия установлено более 1000 ГВт [5] ВИЭ, и преобразование энергии в них осуществляется с помощью силовой электроники. Среди различных видов ВИЭ мини-ГЭС малой мощности является наиболее подходящим примером возможности преобразования энергии малых рек в электрическую энергию с применением силовых электронных устройств. При этом разработка мини-ГЭС с полупроводниковыми преобразователями в низконапорных реках оказывается наиболее эффективной [6-8]. Из условия упрощения структур мини-ГЭС с целью обеспечения их работы в автономном необслуживаемом режиме предлагается использовать в ней неуправляемые простейшие элементы - турбину в виде центробежного насоса и генератор на основе синхронной машины с возбуждением от постоянных магнитов. Тогда качество энергии будет обеспечиваться полупроводниковым преобразователем напряжения. Очевидно, что надёжность работы таких ГЭС в автономном режиме будет определяться не только надёжностью их функциональных элементов, но также сложностью и объёмом электронных управляющих устройств. Поэтому чем проще алгоритмы управления и функционирования мини-ГЭС, тем меньше объём электронных управляющих устройств и тем проще обеспечить бесперебойность работы и регламентное обслуживание. Одной из проблем, возникающих при использовании полупроводниковых преобразователей в составе мини-ГЭС, является симметрирование напряжения при несимметричной нагрузке. При решении этой проблемы традиционными методами резко возрастает требуемый объём вычислительных ресурсов, приводящий к усложнению схем и снижению их надёжности. В настоящей статье предлагается решение задачи симметрирования напряжения на выходе трехфазного инвертора при наличии несимметрии нагрузки за счёт использования упрощенного алгоритма дискретного регулирования токов через дополнительную стойку инвертора. Существуют различные схемы решения проблем симметрирования выходного синусоидального напряжения полупроводникового преобразователя [9-13]. Все они построены на основе преобразования исходной системы напряжений в неподвижной системе координат во вращающуюся систему, в которой выявляется элиптичность годографов напряжения и тока, обусловленная несимметрией, осуществляется приведение их к окружности и путём обратного преобразования формируется новая система фазных напряжений. Реализуются такие схемы достаточно сложно и требуют больших вычислительных ресурсов [14, 15]. Между тем во многих случаях, когда не предъявляются жёсткие требования к содержанию высших гармоник в напряжении питания, можно обойтись простейшим преобразователем с 180° дискретной коммутацией. Для реализации такого преобразователя потребуются шесть полупроводниковых ключей. В данном случае необходимы шесть IGBT-транзисторов (рис. 1). Решение задачи симметрирования напряжений в таком преобразователе существенно упрощается. Рис. 1. Трехфазный преобразователь При 180° дискретной коммутации одновременно подается сигнал на три транзисторных ключа. Замыкание транзисторных ключей происходит по такой схеме: 156-261-312-423-345-456 [16]. Так как в одно время замкнуты транзисторные ключи абсолютно во всех трех фазах, такой режим называют пофазной дискретной коммутацией. В каждый цикл коммутации два резистора нагрузки подключены к постоянному источнику параллельно, а третий резистор - последовательно с ними [17-19]. Следовательно, напряжение на параллельных резисторах равняется Uп/3, а на последовательном резисторе 2/3Uп (рис. 2). Предполагается, что к преобразователю подключена чисто активная нагрузка: Ra = Rb = Rc = 10 Ом. Согласно [20], для расчетов напряжения и тока применяются следующие выражения: Временные диаграммы выходных напряжений 180° преобразователя при активной нагрузке показаны на рис. 3. I R1 R3 R2 Uп 0 + - Рис. 2. Эквивалентная схема нагрузки преобразователя Рис. 3. Временные диаграммы выходных напряжений 180° преобразователя при симметричной нагрузке Расчет показывает, что содержание действующего значения первой гармоники в таком напряжении составляет 0,955 от полного действующего напряжение, т.е. всего 4,5 % высших гармоник. Поэтому во многих случаях, например, при питании нагревателей или приборов освещения, влияние высших гармоник несущественно. Более того, даже при питании электродвигателей такое содержание высших гармоник практически не влияет на их характеристики. Поэтому не имеет смысла усложнять схему и вводить фильтры высших гармоник. Когда на выходе преобразователя нагрузка несимметричная (R1 ≠ R2 ≠ R3), то выходная диаграмма будет тоже несимметричная (рис. 4), т.е. действующее значение фазных напряжений будет различно. Рис. 4. Временные диаграммы выходных напряжений 180° преобразователя при несимметричной нагрузке Для решения вопроса симметрирования выходных напряжений предлагается следующий принцип (рис. 5). С помощью добавочного сопротивления (на рис. 5, б это управляемый ключ G8) добавляем или убавляем ток в общую точку звезды, чтобы в данном случае обеспечить падение напряжения на сопротивлении R2, равное 2/3Uп. Необходимую величину тока определяем по уравнению: (1) где - существующее фазное напряжение на резисторе R2; (2) - ток, потребляемый от сети; (3) теперь, зная , можно рассчитать скорректированное фазное напряжение: (4) После расчета получаем временную диаграмму тока симметрирования (рис. 6), а временная диаграмма фазных напряжений получит такой же вид, как при симметричной нагрузке (см. рис. 3). а б Рис. 5. Исходная схема замещения без симметрирования (а) и эквивалентная схема замещения с симметрированием (б) Время, с 0 0,01 0,02 0,03 0,04 0,05 0,06 0,07 0,08 0,09 0,1 1 0,8 0,6 0,4 0,2 0 -0,2 -0,4 -0,6 -0,8 -1 Рис. 6. Ток симметрирования Для того чтобы операция симметрирования осуществлялась автоматически за счёт введения обратной связи по напряжению общей точки звезды относительно шины минус источника, необходимо поставить датчик напряжения этой точки относительно корпуса. Тогда, управляя дополнительными ключами, соединенными с источником постоянного тока, как это показано на рис. 7, мы можем обеспечить симметричную диаграмму фазных напряжений. Это происходит за счёт того, что система осуществляет дополнительное подключение общей точки к шине плюс или минус и по сигналам датчика напряжения воздействует на регулятор тока, который показан на рис. 7. Рис. 7. Схема реализации устройства симметрирования Блок-схема устройства, реализующего изложенный принцип, представлена на рис. 7, где обозначено: G1-G6 - основные силовые ключи инвертора напряжения; G7,G8 - ключи дополнительной стойки, предназначенной для симметрирования напряжения; R1-R3 - сопротивления нагрузки; ДН - датчик напряжения нулевой точки относительно шины «минус» источника питания; ЗЧ - задатчик частоты коммутации ключей; РИ - распределитель импульсов управления ключами; ФН - формирователь заданного значения напряжения общей точки; ДРТ - дискретный регулятор тока. Устройство работает следующим образом. Заданная частота коммутации ключей fk = 300 Гц, создается ЗЧ и поступает на РИ, который формирует импульсы управления ключами инвертора с частотой 50 Гц и длительностью 180 электрических градусов. За счёт этого формируется трёхфазное выходное напряжение на выходе инвертора. При симметричном режиме работы потенциал общей точки относительно шины «минус» изменяется от 0,33 до 0,66Uп (рис. 8, сплошная линия). Поскольку потенциал периодически от такта к такту коммутации меняется, можно условно принять, что на чётном такте потенциал высокий, а на нечётном-низкий. При этом за начало отсчёта можно взять один из импульсов на выходе РИ, например х1. Тогда с помощью ФН мы можем формировать соответствующее симметричной нагрузке значение потенциала общей точки Uос на чётных и нечётных тактах. В случае несимметрии нагрузки форма сигнала на нейтральной точке Uоф меняется (см. рис. 8, пунктирная линия). Определив разность напряжения Uос и Uоф, мы можем с помощью ДРТ по сигналам х4, у4 сформировать ток, компенсирующий несимметрию. Для этого может быть использован дискретный, работающий на данном такте регулятор тока, реализующий, например, пропорционально-интегральный (ПИ) закон управления. Регулятор воздействует на ключи G7 и G8, изменяя скважность напряжения управления ими. На высокой частоте эти ключи совместно с дросселем ДР образуют источник тока. Тогда алгоритм работы регулятора будет такой: (5) где - компенсирующий ток соответствующего ключа на n-м и предыдущем тактах регулирования; - отклонение напряжения общей точки от заданного; (6) где, как показано на рис. 8, U0c - заданное напряжение общей точки относительно шины «-» при симметричном режиме работы может принимать значение +1/3Uп на тактах № 2-4-6 и +2/3Uп на тактах № 1-3-5, - фактическое напряжение общей точки. Время, с 0 0,01 0,02 0,03 0,04 0,05 0,06 0,07 0,08 0,09 0,1 24 22 20 18 16 14 12 10 8 6 4 При несимметричной нагрузке При симметричной нагрузке Рис. 8. Напряжение нулевой точки источника питания при симметричном (сплошные линии) и несимметричном (пунктирные линии) режиме На рис. 9 показан переходный процесс системы автоматического симметрирования напряжения при некотором значении коэффициента k. Время, с 0 0,01 0,02 0,03 0,04 0,05 0,06 0,07 0,08 0,09 0,1 24 22 20 18 16 14 12 10 8 6 4 Рис. 9. Диаграмма, поясняющая принцип работы регулятора тока: I, II, III и IV - период основной частоты, 1, 2, 3, 4, 5 и 6 - номер такта дискретной коммутации внутри периода Первый период - без регулятора, а в третьем, четвертом и пятом периоде работает регулятор компенсации тока, и за три периода напряжение нулевой точки стало симметричным. Очевидно, что появление реактивных элементов в нагрузке инвертора приведёт к изменению формы напряжения на нулевой точке сети, так как форма фазных токов может существенно отличаться от формы напряжений. Однако важнейшим показателем остаётся равенство амплитуды напряжений на нулевой точке, и именно по этому критерию должно осуществляться управление ключами четвёртой дополнительной стойки инвертора. Алгоритм управления ключами четвёртой стойки не изменится при реализации разных методов управления: дискретный, ШИМ-модуляции, векторного управления и при разной градусной коммутации. Но затруднения могут возникнуть, если мы будем обеспечивать синусоидальность токов методом пространственно-векторной модуляции на относительно небольшой частоте. Здесь возникает проблема фильтрации напряжений на нулевой точке, что может вызвать задержку в формировании управляющих сигналов и, как следствие, потерю устойчивости регулятора. Выводы: 1. Предложен принцип симметрирования напряжения на выходе трёхфазного инвертора с использованием простейшего ПИ-регулятора тока, не требующий, по сравнению с традиционными алгоритмами, многократных координатных преобразований сигналов с датчиков фазных токов и напряжений, следовательно, не требующий больших вычислительных ресурсов. 2. Указанный алгоритм наиболее эффективен при использовании в составе мини-ГЭС, предназначенных для бытовых потребителей небольшой мощности в труднодоступных сельских районах, которые не предъявляют жёстких требований по содержанию в фазном напряжении высших гармоник.

About the authors

S. G Voronin

National Research South Ural State University

O. O Sultonov

National Research South Ural State University

References

Statistics

Views

Abstract - 57

PDF (Russian) - 51

Refbacks

• There are currently no refbacks.